где а = 3k - k, b = \ -\- k, с ~ \ - k. Функция \S\ = f (x) имеет чебышев-ский характер с S = О при х = х' (рис. 6.18), определяемым из условия sin х' = V* (3 - k)l(\-\-k). Аналогичная коррекция осуществима при использовании схемы 7 из табл. 6.6 при г/ = оо в качестве плеча, не изменяющего полярность, и более простая - в случае коаксиального плеча, изменяющего полярность.

6.4. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГИБРИДНЫЕ КОЛЬЦА

Полосу частот простейшего гибридного кольца длиной ЗЯ/2 (рис. 1.9) можно значительно расширить, если заменить фазоинвер-сную линию длиной ЗЯ/4 на четвертьволновую секцию связанных линий. При этом возможны различные конкретные решения [27].

1. Фазоинверсная секция на идентичных связанных линиях. Объединив синфазный и противофазный (рис. 6.11) делители мощности согласно рис. 6.10, получим гибридное кольцо (рис. 6.19, а), в котором для получения попарной развязки ко входу / подключен дополнительный отрезок короткозамкнутой на конце линии. Имея в виду схему рис. 6.12, б, отметим, что это кольцо (подобно рис. 1.8) образовано четырьмя идентичными отрезками линий, к одному из которых подключен идеальный Тр1:-1, но все четыре входа шунтированы идентичными отрезками линий, короткозамкнутыми на концах. Идентичность шунтирующих линий, а также линий кольца обусловливает равенство сопротивлений на всех входах и одинаковый для них коэффициент отражения (рис. 6.19, б):

[(Д/-)-2(1-fe)] sinx-f-2 (l-{-2fe-fe)cosx

2 W~ sin 2x+j {l(W-)-lr2 (l-k)] sin x-2 (\+2k-k) cos x}

что сводится к (5.9) при k = Q.

При W = 2(1 - k) характеристика \ S\ = f (x) максимально плоская (рис. 6.20, кривая /), а при W~ < VO ~ - чебышевская (кривая 2), с полным согласованием при х = х', определяемым из условия tg х' = У{1 +2k - kyi(\ - kf - {W-y/2]. Дальнейшее снижение коэффициента отражения достигается при введе-

Рис. 6.19. Гибридное кольцо с секцией на идентичных связанных линиях и дополнительными линиями (а); вспомогательная цепь, определяющая коэффициент отражения (б)

2 1-1)

НИИ дополнительных корректирующих четвертьволновых линий [12]. В частности, как и для СУ (см. § 6.3), осуществима коррекция с помощью разомкнутых на конце отрезков линий, включенных последовательно на одной или двух парах развязанных входов [12, 35].

Естественно, что подключение корректирующих линий связано с усложнением конструкции. Поэтому желательно знать характеристики наиболее простого гибридного кольца (рис. 6.19, а) при отсутствии обеих дополнительных линий. Его анализ [12, 30] при единичных (нормированных) нагрузочных сопротивлениях дает следующее: если Wo = 2W+W-/(W+ - W ) = VX то на средней частоте устройство согласовано и попарно развязано. Принимая =

= (]/2+ 1)/(]/2 - 1), т. е. как и для Н0(§ 6.1), находим, что Г+ =

= V2{V + 1). = V2 {V2- 1). При этом имеют место весьма удовлетворительные характеристики. Их можно улучшить при

Wo < V2.

2. Фазоинверсная секция на коаксиальной линии. В случае фазоин-версной секции согласно рис. 6.16 достигается наилучшее приближение к характеристикам схемы рис. 1.8. При этом для получения попарной развязки между входами требуется лишь одна дополнительная линия (рис. 6.21, а). Этой схеме отвечает матрица рассеяния вида

[S] =

из свойства унитарности которой следует, что Sn = S331 = S .

1 W t,

1;2 В)

90 SS SO 75 70 х,град

Рис. 6.20. Зависимости S[=f(x) для схемы рис. 6.19

Рис. 6.21. Упрощенное изображение гибридного кольца с коаксиальной секцией связанных липни (а) и вспомогательная цепь для расчета коэффициента отражения (б)

511 = /-

Коэффициент отражения на входах /; 2 (рис. 6.21, б)

{l1-m)smx-\-(\jW) cos х1ътх

(2 + n7/U7o)cosx+/[( 7/2 + 2/11/) sin (1/1Го) cos хЦт х]

При W = 2 зависимость \S\ = f (х) максимально плоская. С другой стороны, полагая, например, ,S = О при х = 60°, найдем, что W = = 14[1/Г + 1/Го + Vil/W+ 1/ГоГ+ 42]-1, и в этом случае зависимость \ S \ = f (х) примет чебышевский вид. Некоторые конструктивные решения даны в [12, 29].

3. Четыре секции на связанных линиях. Возвращаясь к схеме рис. 6.19, а, отметим, что для сокращения размеров МУ можно совместить компенсирующие отрезки линий с основными в секции на связанных линиях (рис. 6.22, а). Иными словами, в качестве трех секций, не изменяющих полярность, используются схемы 7 из табл. 6.6 при г/ = оо, а в качестве четвертой - рис.6.12, б.

В результате одинаковый коэффициент отражения на каждом ходе (рис. 6.22, б) составит

[д7--2(1-fe)2] sin a:+2[(l4-fe) 4-4fe] cos х

S = i

2W-(\+k)sm 2л;+/{[(П7-)2+2<1-й) ] sin ;c-2;[(l+fe)2+4fe] cos

Рис. 6.22. Гибридное кольцо с четырьмя секциями на связанных линиях (а) н вспомогательная цепь для определения коэффициента отражения (б)

Рнс. 6.23. Схема замещения гибридного кольца с секциями на иеидентичных связанных линиях

Как и для схемы рис. 6.19, а, при W = 12(1 - k) характеристика будет максимально плоской (рис. 6.20, кривая 3), но полоса несколько уже. Аналогичное положение для сравниваемых схем имеет место и при W- < УЩ - k), что иллюстрируется кривой 4 на рис.6.20.

В общем случае при неидентичных связанных линиях в каждой секции (рис. 6.23) условия частотно-независимой развязки составляют: grn = gt + et. - 2ёгй. ег.=et - et.. е^. = ёгЛ в частности,

при идентичных связанных линиях gu = gi = и тогда п - = 1/2.

6.5. УСТРОЙСТВА НА СВЯЗАННЫХ ВОЛНОВОДАХ. ЩЕЛЕВЫЕ ВОЛНОВОДНЫЕ МОСТЫ

К классу квадратурных МУ на связанных линиях относятся также направленные ответвители, построенные на волноводах, связанных щелями по общей узкой или широкой стенке. Простота конструкции, малогабаритность, широкополосность и высокая электрическая прочность - все это обеспечило им широкое применение на практике.

У более распространенного НО, выполненного в виде прямоугольных волноводов, в общей узкой стенке (рис. 6.24, а) прорезается окно связи высотой, равной высоте b волновода. В области щели, где волновод имеет двойную ширину, возникают колебания двух типов: Я, о и Яго- Чтобы не возбуждался тип волны Язо, ширина щели h не должна превышать (3/2) X, где X - длина волны в воздухе (во многих случаях это условие выполняется при h 2а).

т

Рис. 6.24. Щелевой мост со связью по узкой стенке: а -конструкция: б -разрез моста: в - векторная диаграмма

Рис. 6.25. Способы согласования щели:

а - емкостной штырь; б - индуктивные штыри; в - решетка штырей 4 Зак. 1079

Волна Ню, подведенная к плечу /, создает в области связи две волны (рис. 6.24, б). В начале щели в плече / волны и Н^ синфазны и равны по амплитуде, а в плече 2 противофазны, следовательно, в плече 2 волны не распространяются. Таким образом, плечи / и 2 в принципе развязаны на всех частотах. За счет разных длин волн в области окна связи для Ню и Н^о происходит их интерференция, и амплитуды полей, возбуждаемых в плечах 3 и 4, зависят от длины щели /о- Сдвиг фаз между различными типами волн (рис. 6.24, а)

1) = (2nlo/Ki) - (2я/ Аз2).

(6.15)

Здесь = X/Vl - (Я/2Л) и 2= V]/l - (X/hf - соответственно длины волн колебаний Н^ и Н^о- Так как поля на выходах Зи4

3 = 1 (1 + е/Ч')/2, Е, = Eiil- el)/2,

то модули коэффициентов передачи в МУ будут Pg/P* = /и = tg), PJPi = I f 4 Г/ [ f 11 * = cos* (г|)/2); P/P = £31 V P= sin* (i)/2). Ориентировочно длина щели может быть найдена из (6.15)

/о = (Я arctg]/ )/(л []/l-(V2/z)*-]/l-(W

Точный размер щели может быть получен при учете согласующих элементов в МУ. Волна Н^о не испытывает отражений от конца щели, так как общая узкая стенка расположена в минимуме электрического поля, следовательно, для нее щелевой мост согласован. Частичное отражение волны Н^ от конца щели нарушает согласование и развязку в мосте. Поэтому в МУ для волны Яю вводятся согласующие элементы, которые устанавливаются обычно в минимуме поля Я20, т. е. непосредственно в щели.

В зависимости от вида согласования (рис. 6.25) различают несколько типов щелевых мостов. Риблет [41] предложил согласование в виде емкостного штыря, расположенного в центре цели, Дорф-ман [42] - согласование двумя индуктивными штырями, Томиясу [43] - согласование посредством решетки индуктивных штырей.

1Целевой полноводный мост симметричен, т. е. s13 = s24, 8ц = = Ss3, он относится к квадратурным мостам. Реальные устройства, конечно, не полностью согласованы и развязаны на всех частотах, а их параметры определяются типом согласования щели. При согласовании емкостным штырем и двумя индуктивностями рабочая полоса частот составляет примерно 10-15%. Бо--лее широкая полоса получается при согласовании щели достаточно густой решеткой штырей, при этом, однако, размеры окна связи, следовательно всего направленного

Рис. 6.26. НО со связью ответвителя НО, существенно увеличивало широкой стенке ЮТСЯ.

На рис. 6.26 показан НО, выполненный в виде двух прямоугольных волноводов, соприкасающихся по общей широкой стенке. По ее краям прорезаются две щели длиной Ig и шириной d. Область связи можно приближенно рассматривать как прямоугольную коаксиальную линию, центральным проводником которой служит часть общей стенки между прорезанными щелями. Размеры щелей выбираются такими, чтобы вдоль области связи распространялись в основном волны типа ТЕМ и Ню- Конфигурация полей волн такова, что при подаче энергии в плечо / в плечо 2 энергия поступать не будет. НО данного типа не имеют настроечных элементов. Настройка обеспечивается выбором размеров участка связи.

Как у щелевого НО со связью по узкой стенке, в рассматриваемом НО за счет разных фазовых скоростей двух волн в области окна связи возникает фазовый сдвиг, зависящий от длины щели: ф = 1{2п1о)/Х] - [(2я/о)/Яв], где кв - длина волны Ню в области связи. На основании этого выражения может быть ориентировочно вычислена длина щели

/о {XaTctgym)/{n [I - ]/1-(Я/2а)*

(6.16)

Из-за наличия в области связи волн высших порядков имеется еще дополнительный сдвиг фаз и ошибка расчета увеличивается до 20%. Поэтому требуется экспериментальная отработка.

Глава 7

МНОГОПОЛЮСНЫЕ МОСТОВЫЕ УСТРОЙСТВА

С МИНИМАЛЬНЫМ числом

РАЗВЯЗЫВАЮЩИХ РЕЗИСТОРОВ

7.1. УСТРОЙСТВА ПОПАРНОГО СЛОЖЕНИЯ МОЩНОСТЕЙ

Рассмотрим МУ, образованное попарным двоичным соединением элементарных трехдецибельных НО на связанных линиях (рис. 7.1). Очевидно, что частотная независимость развязки и согласования при попарном их соединении сохраняются. Элементы матрицы рассеяния, характеризующие передачу по мощности от генератора к нагрузкам нетрудно получить, перемножая соответствующие параметры рассеяния составляющих НО:

Si,n+i = /(-2> siп(-л;e-*l /(l + smHf/,

(7.1)

где t = 2, 3,+ 2, причем число сочетаний из t - 2 по каналов с такими передачами, соответствующих каждому номеру i, равно Cft~ = k\/{i - 2)! (k - i + 2)!. Все остальные параметры рассеяния равны нулю. Таким образом, в режиме деления фаза сигнала