97. Fisher R. E. Broad-band twisted-wire quadrature liybrids. - IEEE Trans., 1973, v. MTT-21, № 5.

98. Cappucci J. D. Network using cascaded quadrature couplers, each coupler having a different center operating frequency. Пат. США, № 3.514.722, кл. 333-10, 1970.

99. Дорфман Л. Г. Многозвенный мост на сосредоточенных постоянных, выполненный с применением электромагнитной связи. - Вопросы радиоэлектроники. Сер. ТРС, 1969, вып. 7.

100. Дорфман Л. Г. Синтез мостового восьмиполюсника, выполненного на элементах с сосредоточенными постоянными с применением электромагнитной связи. - Радиотехника, 1970, № 2.

101. Могопеу J. Е. Lumped equivalent directional coupler. Conference Record of Second Asilomar Conference on Circuits and Systems, 1968.

102. Beck A. B. Impedance transforming binary hybrid trees. Пат. США, № 3.697,895, кл. 333-8,1972.

103. Белецкий А. Ф. Синтез широкополосных фазовращающих устройств. - Труды Академии (ВКАС), 1953, № 35.

104. Mondel R. Н., Oreb V. F. The lumped constant directional coupler.- Proc. IREE, Australia, 1973.

105. Ланнэ A. А.Потенциальные характеристики фильтрующих цепей.- М-: Связь, 1974.

106. Egger А., Kreutzer Р. Sehr breitbandige Richtkoppler aus konzentrier-ten Schaltelementen.- NTZ, 1970, H. 2.

107. Давыдов Г. К- Основы теории и расчета фазокорректирующих це- пей.- М.: Связьиздат, 1958.

108. Egger А., Henseler К- Richtkoppler aus konzentrierten Schaltelementen.- NTZ, 1969, H. 5.

109. Войтои E. Ф. Минимаксный метод оптимизации электрических цепей при ограничениях на варьируемые параметры.- Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника, 1975, т. 18, № 8.

110. Saraga W. The design of wide-band phase splitting networks.- PIRE, 1950, № 7.

111. Darlington S. Realization of constant phase difference.-BSTJ, 1950, v. 29.

Часть III

ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ УСТРОЙСТВА

Глава 10

ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ВЧ ТРАНСФОРМАТОРЫ

10.1. ОБЩИЕ ЗАМЕЧАНИЯ

Широкополосные трансформаторы (Тр), обычно с магнитопро-водами, можно разделить на два класса: 1) с доминирующей магнитной связью между обмотками (обычные); 2) с электромагнитной связью между обмотками, образованными отрезками линий, так называемые Тр на линиях (сокращенно ТЛ). Они имеют существенно лучшие характеристики при резистивных нагрузках, чем трансформаторы 1-го класса.

По включению обмоток относительно земли различают Тр следующих типов: 1) несимметричные с обеих сторон (рис. 10.1, а) и не изменяющие полярность напряжения (сокращенно 1 : п) или изменяющие полярность напряжения 1: - и; 2) симметричные с обеих сторон (рис. 10.1,6) - сокращенно ±(1 : п); 3) симметрирующие (рис. 10.1, в) - симметричные с одной стороны и несимметричные с другой (повышающие и неповышающие).

Характеристики всех Тр на нижних частотах определяются шунтирующей индуктивностью намагничивания. Чаще всего этой индуктивностью можно пренебречь раньше, чем начинают ощутимо сказываться (с ростом частоты) параметры собственно обмоток, определяющие характеристики на верхних частотах. Следовательно, схемы замещения широкополосных Тр можно представить раздель-

Рис. 10.1. Схемы включения трансформаторов.

Точками обозначены однололярные зажимы

но для областей нижних и верхних частот. К последней относится основная часть рабочего диапазона. Обычные Тр конструируют таким образом [1-3, 13], чтобы схемы замещения для области верхних частот, основанные на понятиях индуктивностей рассеяния обмоток и их собственных и взаимных емкостей, представляли собой фильтр (полиномиального типа или с одним всплеском затухания 14-7]), обеспечивающий в рабочем диапазоне возможно меньшее рассогласование. Расширение полосы частот достигается, например, различными соединениями двух Тр [8, 9, 73, 74]. Для одного из соединений [9] схема замещения при некоторых допущениях образует цепь нулевого затухания [10-12].

При создании симметрирующих Тр возникает дополнительная задача получения малой асимметрии. Эта задача частично решается секционированием обмоток [3, 14, 15].

Магнитопроводы всех высокочастотных трансформаторов выполняются, как правило, из ферритов никель-цинк-кобальтовой системы с недостатком или избытком окиси железа. В первую группу входят ферриты нормализованных марок ЗООНН, 200НН2, 150НН1, 90НН, 60НН, 55НН, 45НН и др., а во вторую - ЗООВЧ, 200ВЧ, 90ВЧ, 50ВЧЗ и др. [66]. Ферриты второй группы имеют более высокие добротности Q (более низкие тангенсы угла потерь tg б = 1/Q), чем ферриты первой группы, однако ограниченно используются при наличии подмагничивающего поля (последнее снижает добротность) [68, 72].

При конкретном выборе марки и габаритных размеров феррито-вых сердечников, а также числа витков необходимо, с одной стороны, обеспечить достаточную величину шунтирующей индуктивности L, определяющей рассогласование на нижних частотах*: 5 = = Vl + {2(oL/Rf, а с другой, - не превысить допустимые удельные потери на любой частоте рабочего диапазона. В [80] показано, что максимум удельных потерь в феррите обычно приходится либо на нижнюю, либо на верхнюю частоту рабочего диапазона. Поэтому выбор магнитопровода производится по крайним частотам диапазона, для чего используются расчетные формулы:

1 = 2.10->/1 2 1п (D /DJ, Руд = 2,5 fBJiiQ, .

где L - шунтирующая индуктивность, Г; Ру - удельная мощность, Вт/см ; Вт = Um 10*/2п г5 -амплитуда высокочастотной индукции, Т; ц - относительная магнитная проницаемость феррита; Q - его добротность; h - толщина (осевая длина) тороидального сердечника, см; £>ц и - его наружный и внутренний диаметры; п - число витков; / - частота, Гц; U - амплитуда напря- жения на обмотке, имеющей п витков. В; S - сечение ферритового сердечника, перпендикулярное силовым линиям магнитного потока, см. Необходимо учитывать, что ц и в особенности Q зависят от амплитуды Вт, температуры сердечников и других факторов.

* При введении коррекции за счет образования фильтра верхних частот рассогласование относительно сопротивления R уменьшается. 156

Исходными (заданными) величинами являются L, / и Um- Определению подлежат п, h, D, Djn марка ферритового материала. По зависимостям р, (Вт) и Q {Вт) для заданных температур и различных марок ферритов с помощью вышеприведенных формул можно так подобрать марку феррита, габаритные размеры сердечника h, Dh, Dj и число витков, чтобы Руд не превысила допустимую величину. В условиях естественного воздушного охлаждения допустимое значение Руд для одиночных тороидальных ферритовых колец колеблется от 0,06 Вт/см для кольца размерами IttO X 115 X 20 мм до 1-2 Вт/см для кольца размерами 32 X 20 X 6 мм; в [70] рассмотрен метод эффективного охлаждения трансформаторов.

10.2. ЭЛЕМЕНТАРНЫЙ ТРАНСФОРМАТОР НА ЛИНИЯХ (ЭТЛ)

ЭТЛ представляет собой четырехполюсник, образованный однородной двухпроводной линией, например полосковой или коаксиальной, намотанной на магнитопровод или охваченной им [16, 17]. Он анализируется как две сильно связанные, в частности идентичные, линии, каждая из которых образована одним из проводников и общей землей. В такой системе (см. также гл. 6) энергия распространяется синфазным и противофазным типами колебаний, фазовые скорости которых разные, в первую очередь из-за магнитопровода.

Для синфазного колебания, создающего поле в магнитопроводе, оба проводника эквипотенциальны и образуют вместе с землей линию, параметрам которой будем приписывать индекс С+> (волновое сопротивление W+, электрическая длина х+). Противофазное колебание распространяется только по проводникам линии, параметрам которой будем приписывать индекс -Поскольку оно не создает поля в магнитопроводе, как правило, выполняется необходимое условие W+ > W~.

При анализе ЭТЛ будем считать, что линии {W; х~) и (W+; х+) сез потерь и однородные (рис. 10.2). Идеальные дифференциальные Тр на этой схеме служат для выделения линий разных типов колебаний и регулярного их соединения*.

Любой режим работы ЭТЛ можно представить суперпозицией синфазных и противофазны:< колебаний, распространяющихся соответственно по линиям {W+; х^) и {W~; х~). Для этих колебаний справедлива система уравнений:

{/ + (-) ={; + (-)cosx+(-) + /u7+(-)/+(-)sinA;+(-), . =(у71Г+(-))(/ +(-) sinA;+(-) + /2+<~cosx+t-),

* Регулярным называется такое соединение цепей, при котором свойства каждой из них сохраняются такими же, как и до соединения; соответственно не изменяются и токи, входящие и выходящие из зажимов на каждом входе. Это позволяет составлять матрицу результирующей цепи из матриц соединяемых цепей.

где V+ = (U, + (/a)/2; U- = V, - t/,; U+ - (t/3 + V,)/2- Ur =

Используя те или иные условия на зажимах 1-4 относительно земли, можно получить схемы замещения ЭТЛ, в частности ЭТЛ 1: - 1 (рис. 10.3) и ЭТЛ 1 : ± 1/2, рассматриваемого в § 10.6.

Определим коэффициент отражения на входе ЭТЛ 1 : -1. Соединив с землей зажимы 2 и 5 в схеме рис. 10.2 и нагрузив ЭТЛ на сопротивление R, получим схемы рис. 10.4, а, б, где величина iW+ обусловлена трансформацией от средних зажимов дифференциальных Тр к крайним. Используя (IO.I), находим, что

и

cos x--\-j (R/W~) (sin x~ -k cos x- cosx+/sin x+) R [cos sin д.- cos arf/sin x+ +/ {W-/R) sin x-j

cos x+ + / {R/W-) (k sin .t+ - cos x+ cos x-/sin л.-) R [cos x+ -fsin x+ cos x-/k sin + / {W-/Rk) sin x+]

где k = W-/4W+.

Определив теперь входное сопротивление Zj,x = t (/+ + /г/2). нетрудно найти модуль коэффициента отражения I S = Z - - R\/\Z + R\.

При анализе различных взаимных соединений ЭТЛ, как и для обычных Тр, можно ограничиться рассмотрением двух простых схем замещения: одной - для области нижних частот, другой - для области верхних частот. Обусловлено это тем, что в реальных конструкциях, как правило, iW+IW > 1 и л;+ лишь немного может превышать На низких частотах, когда можно не учитывать линию (W-; х~) и погонную емкость линии {W+; х+), оказы-

+ и

Рис. 10.2. Схема замещения линии, симметрично11 относительно земли Ui-U, - напряжения на соответствующих зажимах (1-4) относительно земли Рис. 10.3. Схема ЭТЛ 1: -1

Рис. 10.4. Схема замещения ЭТЛ 1: -Г для синфазных (а) и противофазных (б) составляющих

вается справедливой схема рис. 10.5. Шунтирующим действием индуктивности L можно пренебречь значительно раньше, чем начнут сказываться распределенные параметры линии (Н7-; х ). (Применительно к схемам (рис. 10,4, а, б) это означает, что с первой из них можно не считаться, а во второй следует исключить элемент Z = = /4W+ tg x+ и положить х~ = 0.)

При повышении частоты сначала начнет проявляться линия (И? ; x) в схеме рис. 10.4, б и станет правомерной схема рис. 10.5, б, которая окажется согласованной при подключении к зажимам 3-4 нагрузки R = W. Далее с ростом частоты снова начнет проявляться шунтирующее действие линии синфазных колебаний, когда ее электрическая длина будет приближаться к 1.12 (полуволновый резонанс по синфазной волне); это непосредственно видно из рис. 10.4, а, б. Чем больше отношение 4W+/W~ и чем меньше коэффициент укорочения волны в линии iW+; х+), тем шире рабочий интервал частот. Для увеличения W+ и уменьшения коэффициента укорочения волны в этой линии необходимо минимизировать ее погонную емкость. Поэтому не следует располагать ТЛ близко от земли, а между его линией и магнитопроводом необходим зазор.

Согласно схеме рис. 10.5, б можно увеличить число витков наматываемой линии для расширения рабочей полосы частот и (или) снижения индукции в магнитопроводе, не опасаясь, в отличие от обычных Тр, возрастания индуктивности рассеяния. В результате требуется меньший объем магнитопровода, чем для обычных Тр. Расширенная полоса частот достигается при использовании коаксиального кабеля, экранированный внутренний проводник которого не имеет емкости относительно земли*. В этом случае (рис. 10.6) противофазная (рабочая) волна распространяется по кабелю {W; х), а синфазная волна - в линии, образованной экранирующим внешним проводником и плоскостью земли (Wo, Xq). В [76, 77], в частности, показано, что частоту полуволнового резонанса можно удвоить, если в ЭТЛ1:-1 с заземленным с обеих сторон внешним (экранирующим) проводником пересоединить посередине внешний и внутренний проводники кабеля. При этом частота полуволнового резонанса обусловлена половиной длины линии (рис. 10.7).

3 -о

tV-IV ;х

Рис. 10.5. Схемы замещения ЭТЛ для областей нижних {а) и верхних (б) частот (без учета синфазной волны)

* При относительно малых величинах волновых сопротивлений часто предпочтительны скрученные нроводиикн [81].