Последовательные соединения проводников линии обусловли вают следующие уравнения:

т- 2 i gcero m уравне-

всего (т-1)урав-нений.

Вместе с системой (П.28) получаем (4т - 1) уравнений при 4т неизвестных, что позволяет определить функцию входного сопротивления ТЛ: Z=((/;i>+(/(, )) Ji в зависимости от л; и параметров матриц [Gil и [Gal. Условие полного согласования выполняется для множества вариантов этих матриц. В частности, для схемы рис. 11.39, б матрицы

[Gi]

1/2/3 О -1/2 /3

О /3 /2 О

.-1/2/3 О 5/2/3

1/2/3 О -1/2/3

О /3/2 О .-1/2/3 О 13/2/3

иные, чем для схемы рис. 11.39, а.

Относительно симметричных ТЛ ± (1 : п) отметим следующее. Поскольку у них обе ступени многопроводной линии идентичны, то достаточно синтезировать половину схемы. Она получается делением всей схемы по оси симметрии после замены в ней каждого перекрещивания проводников парой идеальных Тр 1 : -1. В результате остается одна однородная многопроводная линия, проводники которой (перекрещенные в полной схеме, изображенной симметричной) становятся связанными на этих концах идеальными Тр 1 : -1. Далее, по аналогии с ТЛ I : п можно получить систему уравнений, сравнительно более простую, поскольку многопроводная линия однородная (одноступенчатая).

Отыскание параметров матрицы [G] этой линии, удовлетворяющих условию полного согласования, составляет задачу синтеза. Ее конечные решения были приведены для схем рис. 11.40-11.42. 11.44 и 11.45.

11.8. ТЛ ДЛЯ ДВУХТАКТНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ КЛАССА В

Двухтактный оконечный ВЧ каскад строится преимущественно с несимметричным выходом. Если усилитель работает в режиме А (т. е. колебаниями 1-го рода), то его выходной трансформатор является симметрирующим: он передает мощность от симметричного входа к несимметричному выходу.

Усилители повышенной мощности работают, как правило, в режиме В (или АВ). Попеременное протекание полупериодных импульсов тока в плечах первичной обмотки выходного трансформатора сопровождается следующими осложнениями: а) индуктивность рассеяния трансформатора приводит к существенному искажению формы первичного напряжения; б) импульсы тока усилителя содержат синфазные четные гармоники (в основном вторые), для которых индуктивности совместно с емкостями усилительных приборов и трансформатора образуют контуры LC. Они обладают повышенной добротностью, так как не имеют нагрузки.

В результате на противофазные рабочие напряжения на выходах трансформатора накладываются синфазные напряжения четных (вторых) гармоник. Образуются значительные перенапряжения на тех частотах, вторые гармоники которых близки к собственной частоте LjC-KOHTypoB. Эти перенапряжения нарушают режим работы генераторных приборов, сильно искажают форму импульсов их токов и выходного напряжения, а также могут привести к пробоям в первичной цепи. Во избежание этих явлений плечи первичной обмотки должны быть очень сильно связаны между собой. Для этого к плечам симметрирующего ТЛ подключается дополнительное трансформаторное устройство, имеющее весьма малое сопротивление для четных (синфазных) гармоник и большое сопротивление для первой гармоники импульсов тока. Простейший вариант (рис. 11.47, а) - ТЛ 1 : -1 - обладает весьма малой индуктивностью рассеяния L,. Тем не менее при очень широкой полосе частот не исключена возможность отмеченного выше резонанса для гармоники. В случае необходимости резонансное сопротивление можно уменьшить посредством резистора, включаемого между соединенными вместе (отключенными от земли) точками и землей.

Для эффективного подавления синфазных колебаний и возможно меньшего при этом емкостного шунтирования противофазных колебаний необходимо, чтобы электрические длины х+ и л: были существенно меньше л для второй гармоники верхней рабочей частоты. Полагая, что iW+IW > 1, можно пренебречь синфазной волной для режима (++) и считать, что для четных гармоник по каждому плечу действует шунтирующая индуктивность

(Г-/(о) tg (х-/2).

(11.29)

Г

-( + )

Рис 11.47. Схемы подавления синфазных составляющих

в рабочем режиме (+ -) каждое плечо шунтировано индуктивностью намагничивания L+ {W+/w) tg {х+/2) и емкостью С = Cs+C-, где Свих - выходная емкость усилительного прибора и емкость монтажа, а

С- {l/wW-)tgix-/2) (11.30)

обусловлена разомкнутым на конце отрезком линии.

Поскольку с уменьшением L~ (за счет уменьшения W~) растет С~, на практике принимают компромиссное решение, выбирая при этом изоляцию между проводниками линии с возможно меньшей диэлектрической прон1щаемостью, например фторопласт. В ряде случаев конструктивно удобнее выполнить устройство ослабления синфазных гармоник по схеме рис. 11.47, б на одном или двух магнитопроводах. Для него справедливы соотношения (11.29) и (11.30). Если к такому устройству подключить симметрирующий ТЛ с малым коэффициентом асимметрии, то на его несимметричном выходе практически не будет синфазных составляющих. Устройство подавления синфазных гармоник и симметрирующий ТЛ можно выполнить на общем магнитопроводе. Однако тогда на несимметричный выход передается часть синфазных составляющих, поскольку для них поле в магнитопроводе отсутствует. Это приведет к увеличению асимметрии.

Г

Рис. 11.48. Симметрирующий ТЛ 3:±1/2 с подавлением синфазных составляющих:

а - схема выполнения; б - вариант конструкции

Практические схемы построения двухтактных широкополосных усилителей и другие смежные вопросы рассмотрены в работах [39-42], а в [60] предложена конструкция устройства подавления синфазных составляющих для большой мощности.

В выходной цепи усилителя мощности, особенно транзисторного, выполняемого, как правило, по двухтактной схеме, необходимо, кроме подавления синфазных составляющих , обеспечить повышающую трансформацию и переход к несимметричной относительно земли нагрузке.

На основе изложенного в настоящей главе эти три задачи разрешимы с помощью устройства рис. 11.48, а; конструктивно оно выполняется из двух сильно связанных полосковых проводников и трансформатора (рис. 11.48, б). Непосредственно с этими проводниками по всей их длине объединены экранирующие проводники / и /, входящие в состав ТЛ ± (1 : 3) согласно рис. 11.40. С проводниками этого ТЛ совмещен своим внешним проводником 75-омный коаксиальный кабель 2, осуществляющий переход к несимметричной относительно земли нагрузке.

Подключение транзисторов производится с помощью полоскового ввода 3, показанного на рис. 11.48, б. Устройство в целом содержит два набора кольцевых сердечников типоразмера К-20 X 10х Х4,5 мм и рассчитано на мощность 100 Вт в диапазоне частот 1,5 - 90 МГц.

Глава 12

ТРАНСФОРМАТОРНЫЕ УСТРОЙСТВА СУММИРОВАНИЯ (ДЕЛЕНИЯ) МОЩНОСТИ С ДВУМЯ ПАРАМИ ВХОДОВ

12.1. ИДЕАЛИЗИРОВАННЫЕ СХЕМЫ

В § 1.1 были приведены простейшие мостовые схемы с коэффициентом деления m = 1, построенные на Тр 1 : -1 и на дифференциальном Тр. Помимо них, часто бывают необходимы на практике устройства с четырьмя несимметричными или симметричнылп! относительно земли входами. При этом могут требоваться различные величины входных и нагрузочных сопротивлений и коэффициенты деления т Ф 1.Этим условиям в различных их сочетаниях удовлетворяет схема (рис. 12.1), параметры которой полностью определяются коэффициентами трансформации составляющих Тр, т. е. величинами Пц, 12, 21 и 22-

Определим условия, при которых источники, подключенные ко входам 7 и 2, отдают максимально возможную суммарную мощность независимо друг от друга, т. е. когда они согласованы и развязаны. Развязка между входами lv2 означает, что при воздействии толь-

ко источника (Е^ = 0) ток через произвольную нагрузку (включая Ri = 0), подключенную ко входу 2, равен нулю.

При замыкании входа 2, т. е. при коротком замыкании всех обмоток Тр2, нагрузка источника на входе / образуется параллельным соединением сопротивлений Ra/riil и RJnl. При напряжении и на входе / ток в перемычке, замыкающей вход 2, равен /зкз = = и (ПцП^/Рз + tiiztizi/Ri). Не изменяя существа вопроса, примем простоты ради, что Рз = R. Поскольку U ф О, то /г КЗ = О, только если

11 21 + П12П22 = О, (12.1)

т. е. если ортогональны строки матрицы

[Г] =

(12.2)

Для этого любой из ее вещественных элементов должен быть отрицательным. В соответствии с отмеченными точками на рис. 12.1 од-нополярными зажимами, определяющими знаки элементов, величина Пц < 0.

Нагрузки источников 1 и2 будут согласованы, если соответственно nlJR3 + nlJR,= 1/R, и nl,/Rs + nU/R,= \/Ri. Для нормированной схемы = = /?з = = 1 и, следовательно,

11 + 21 = 1. 12 + 2% == 1. (12.3)

т. е. в сочетании с (12.1) матрица (12.2) будет ортонормированной. выразить с помощью двух независимых величин. Для

Ее можно

этого решим второе уравнение из (12.3) относительно П22 и подставим результат в (12.1), откуда следует, что = ± 11-Полагая, что Яц = р > О и п^а = g > О, имеем

Р я

[Т] =

±Ч Тр\

Рис. 12.1. Общий вид трансформаторной схемы суммирования (деления) мощности с четырьмя попарно развязанными входами

при единственном условии -\- = 1. Величина т = {qlfyf есть коэффициент деления мощности или отношение величин мощности источников, подключаемых ко входам 2 V. 1 при выделении суммарной мощности в нагрузке R или в R. Аналогично можно подключать источники ко входам 3 VI 4, нагрузив входы / и 2 на единичные сопротивления.

Рассмотрим теперь конкретные случаи. Пусть необходимо сложить равные мощности источников {El, Ri) и {Е^, R) в нагрузке R при синфазных Е^и Е^и bR при противофазных. Для нормированной схемы = = = = 1; тогда

El = £2. а 11 = 12 = 21 = - 22 = 1/12, однако для практической реализации желательны единичные коэффициенты трансформации. Это достигается, если кз = Ri = Ri = Ri. и тогда

= 1. (12.4)

11 = rt, а = = -

Чтобы перейти от равных (единичных) величин сопротивлений на четырех входах к произвольным ненормированным значениям Ri - Ri, следует разделить на и lR числа витков обмоток, связанных соответственно с первым и вторым магнитопроводами, и умножить на VR3 и VRt числа витков последовательно соединенных обмоток, образующих соответственно входы 3 и 4.

При произвольном коэффициенте деления т и любых величинах сопротивлений на входах 1-4 входы могут быть симметричными или несимметричными относительно земли в любых сочетаниях, поскольку они гальванически не связаны. Если, в частном случае,

(12.5)

P = YrJR3, q = YRjR

а входы /, 3, 4 принять несимметричными относительно земли, то можно исключить магнитопровод в Тр1, соединив между собой эквипотенциальные зажимы а, б и в, и получить схему 12.2. Следовательно, при выполнении условия (12.5), т. е. при RJRz + RJRk = L допустим один магнитопровод. При р = q = 1/У2 получаем 2Ri=R3=Ri и приходим к широко распространенной схеме (рис. 1.6, б). Добавив вторую дифференциальную обмотку,

Рис. 12.2. Схема с несимметричными входами и одним магнитопроводом

О

Рис. 12.3. Схема с симметричными входами при /п=1

Рис. 12.4. Схема с избыточным развязывающим резистором