B(i) 0,8

0,В 0,i 0,2 О

Рис. 5.38. Переходная характеристика УПЧ с одиночными иастроеииыми контурами

Рис. 5.39. Переходная характеристика УПЧ с ДПФ при Т1=1

Амплитудные переходные характеристики усилителя с разным числом каскадов показаны на рис. 5.38.

При расстройке (о) ф (Oq) в амплитудных переходных характеристиках усилителя возникают осцилляции вследствие биений между вынужденными и собственными колебаниями.

Амплитудные переходные характеристики двух- и четырехкаскадных усилителей с ДПФ или с одиночными попарно-расстроенными контурами при (О = о)о описывают выражениями

S(0 =-/[1-е B(/)=-(l-e- v;

(cos TiKy/ + sin т-Яу/т!)],

1 +\

--- ца t cos ца t +

sin rayt

Амплитудные переходные характеристики усилителя с ДПФ при = 1 приведены иа рис. 5.39.

Если на усилитель воздействует прямоугольный радиоимпульс продолжительностью с амплитудой U то огибающую выходного напряжения определяют вычитанием переходных характеристик для огибающих СУ, сдвинутых иа время t,

вых (0 = [S(0-C(-git/BXm-

В случае идеального усилителя с прямоугольной АЧХ и линейной ФЧХ огибающая выходного напряжения при воздействии прямоугольного радиоимпульса

вых (О =

вх т^О

где ЛЙ = 2пП.

При прохохдении радиоимпульса колокольной формы через усилитель с гауссовой частотной характеристикой (УПЧ с настроенными контурами при /V > 3 ...4) форма радиоимпульса сохраняетси, но изменяются его па-аметры.

Полоса частот спектра выходного сигнала определяется эффективной шириной спектра входного сигнала Af олосой пропускания усилителя

н.у

+ nl.

у

Амплитуда выходного импульса t/, пропорциональна амплитуде импульса и^, коэффициенту усиления УПЧ и отношению ширины спектров

Полоса пропускания импульсного усилителя и время установления связаны приближенным соотношением

Я„.у^У = 0,7...0,8.

Кз приведенных соотношений следует, что искажения формы огибающей импульсного сигнала зависят от соотношения полосы пропускания импульсного усилителя и ширины спектра входного импульса. Если ширина спектра входного импульса значительно меньше полосы пропускания усилителя (д>у), то, поскольку gyjj =г; gjj, частотная характеристика усилителя не оказывает существенного влияния на форму огибающей выходного напряжения. При этом амплитуда сигнала на выходе не зависит от длительности импульса t/gy = KgU . В случае Af у {t /у) огибающая выходного напряжения в основном определяется частотной характеристикой

импульсного усилителя ДГ

и. у

вых т вх т

о(Л^н.у/А/вх)- Ис-

кажения формы огибающей выходного импульса обычно считают допустимыми при Я„ у > 2it.

Исходя из допустимого времени установления < tyj можно рассчитать необходимую полосу пропускания Я„ у = (0,7 ... 0,8)/у, после чего расчет импульсного усилителя не отличается от расчета усилителя непрерывных сигналов.

Переходные процессы в селективных усилителях подробно рассмотрены в работах [31, 87].

Цифровые фильтры

(На рис. 5.40 приведена схема нерекурсивного фильтра, построенная по алгоритму

у( Т) = h(iT)x(nT-iT),

(5.П2)

Рис. 5.40. Функциональная схеме нерекурсивного цифрового фильтра

являющемуся дискретной сверткой импульсной характеристики фильтра h (t) и сигнала х (/). Приняты следующие обозначения: х (/) - непрерывный входной сигнал; х (пТ) - дискретизованный входной сигнал; Т - интервал дискретизации; у (пТ) - дискретизованный выходной сигнал; у (t) - непрерывный

XlnT)

XlnT)

Рис. 5.41. Функциональные схемы рекурсивных цифровых фильтров

ВЫХОДНОЙ сигнал; h (IT) - отсчеты импульсной характеристики, на которые умножаются соответствующие отсчеты входного сигнала; Z - задерживающее устройство на время Т; SM - накапливающий сумматор. В реальных цифровых фильтрах задерживающих цепей не применяют, а используют запоминающие и управляющие устройства, позволяющие выделить отсчеты для реализации алгоритма (5.112).

Число элементов нерекурсивного фильтра

N я* (8...11,5)/2ЯфГ, где Яф - ширина переходной области фильтра (длительность среза АЧХ).

При относительно острых срезах АЧХ и малых Т значение iV может оказаться чрезмерно большим и фильтр выполняют по рекурсивным схемам.

На рис. 5.41, а показана исходная схема рекурсивного ЦФ, построенная по алгоритму

L м

y{nT)=Yi bix(nT-lT)- а, у(пТ-тТ), (5.113)

где а„, 6( - вещественные цифровые коэффициенты разностных уравнений; L и М - целые числа.

Алгоритм (5.113) реализуется также в схеме с одним сумматором (рис, 5.41, б).

На рис. 5.42 показана каноническая функциональная схема ЦФ. В ней цепи задержки одновременно участвуют в формировании и нулей, и полюсов. В данной схеме реализуется алгоритм

м

F{nT) = x(nT)- атР(пТ-тТ),

г/(йГ)= biF(nT-mT).