-128

Рис. 10.14. Двухтактный усилитель с возбуждающим каскадом на микросхеме К2УС372

Транзисторов от температуры (вместо диода можно включить терморезистор). Ток покоя транзисторов с ростом температуры возрастает, что компенсируется уменьшением напряжения на диоде (примерно 2 мВ/град). Каскад охвачен отрицательной обратной связью параллельной по напряжению (RH), повышающей стабильность его работы и уменьшающей искажения. Разделительный конденсатор сз обычно большой емкости (сотни мкФ) заряжен до напряжения Е/2 и служит источником питания транзистора VT5. Резистор R4 включен для уменьшения искажений типа ступенька , его сопротивление подбирается так, чтобы в исходном режиме напряжение f/ggp транзисторов VT4 и VT5 отличалось от нуля и было близко к напряжению отсечки (см. рис. 10.21, б). Для транзисторов типа п-р-п С/эо > О,

а для транзисторов типа р-п-р Uqq< 0. Расчет такого усилителя ведут иа 0ДН9 плечо. Для возбуждения оконечных усилителей радиоприемных устройств могут быть использованы интегральные микросхемы. Схема одного из вариантов такого решения показана на рис. 10.14. Предварительный усилитель осуществлен на микросхеме К2УС372. Между источником сигнала и микросхемой включен регулятор тембра.

Усилители видеосигналов (широкополосные). Широкополосные усилители предназначены для усиления сигналов сложной формы. При усилении кратковременных импульсов АЧХ должна быть относительно плоской в широком диапазоне частот > (1,5 ... 2) , а ФЧХ незначительно отличаться от прямой, проходящей через начало координат. Транзисторы широкополосных усилителей обычно высокочастотные, обеспечивающие большую площадь усиления /Со/д.

В широкополосных усилителях часто применяют резистивно-емкостиые каскады с дополнительными корректирующими элементами. При усилении импульсов, однако, выбор начального режима работы транзисторов и определение элементов каскада осуществляют не так, как в усилителях звуковых колебаний. Корректирующие элементы компенсируют частотные и фазовые искажения, вызванные в области верхних частот инерционностью транзисторов и паразитными емкостями, а в области нижних частот - разделительными конденсаторами.

Для компенсации низкочастотных искажений в коллекторную (стоковую) цепь вводят корректирующий RC-фильтр (/к.ф^к.ф) о специально

Рис. 10.15. Схемы видеоусилителей с индуктивной (а), эмиттерной (б), последовательной (в) н сложной (г) коррекцией

подобранными величинами элементов. Компенсация искажений в области высших частот достигается включением корректирующих индуктивностей и введением отрицательной обратной связи (чаще всего за счет частотной зависимости сопротивления эмиттерной цепи).

Варианты схем каскадов усилителя видеочастоты приведены иа рис. 10.15. Элементы высокочастотной коррекции, сокращающие длительность фронта импульса, практически не влияют иа работу каскада в области средних и нижних частот. Элементы низкочастотной коррекции, уменьшающие спад вершины импульса, практически не сказываются на работе каскада с области верхних частот. В связи с этим можно рассматривать работу каскада раздельно на нижних и верхних частотах, что значительно упрощает расчетные соотношения.

10.3. Краткие теоретические сведения

Резистивно-емкостные каскады

Во многих случаях выходной цепью усилительного прибора является четырехполюсник, который для большинства реальных схем можно обобщить, представляя его в виде каскадного соединения двух Г-образных звеньев. Учитывая обычно выполняемые неравенства Кц > К12, У21 Э Ухч, У22 У 121 получают эквивалентную схему обобщенного каскада (рис. 10.16, а).

Коэффициент усиления обобщенного каскада

K = -Y,x/{y

. (10.1)

Резистивно-емкостный каскад можно представить эквивалентной схемой (рис. 10.16, б), элементы которой в звуковом диапазоне частот (пренебрегая

Рис. 10.16. эквивалентные схемы обобщенного (а) и резнстнвно-емкостного (б) каскадов

действием проходной проводимости и при условии т = f/fs ) связаны с параметрами транзистора упрощенными зависимостями;

вых /R( ==§22;

Свых С^ (i+Vb);

вх 8п;

Сопоставляя обе эквивалентные схемы, определяют эквивалентные сопротивления

Z4 = 1/(1/Б + + J = + /0)Сз.

Подставляя найденные значения в (10.1), произведя преобразования с учетом соотношений Yi = 50/(1 + im); Y = G + jaCj; CJC<c 1; C /Ср <C 1, получаем:

(1+ /m)[l+/(o)T-l/o)TБ)]

(10.2)

где

Ко = 5о/?2; /2-1/к + 1 ?Б + 0з^ + 0з„х;

вых'К

Из (10.2) получают уравнения АЧХ К {(о) и ФЧХ ф (ю)

К {(>>) =

У^(1+т^)[1 + (о)Тк-1/о)ТБ)2]

от + - l/wTg Ф 1(0) = - arctg г-----

1 - от ((BTj - 1 /ШТб)

(10.3) (10.4)

Сдвиг фаз между U2 и C/j, обусловленный транзистором (в схеме ОЭ равный на средних частотах 180°) в соотношении (10.4) не отражен. Коэффициент частотных искажений в схеме

М = Ко/К^-У (1 + г')[1 + ((В^к- 1/ Тб)]. (10.5)

Фазовые сдвиги и частотные искажения связаны соотношением

eos Ф = [1 - от (штк - 1/штб)].

(10.6) 277